電子掃描陣列(ESA)中會使用移相器(PS)和實時延遲(TTD)或兩者的組合，在陣列的轉向角限值內使匯聚波束指向目標方向。而用于實現錐形波束的可調衰減器也可被視為波束成形元件。本文將探討在相同的ESA中，在何處以及如何使用TTD和PS分層方法可以幫助消除一些相控陣設計挑戰。

利用基本公式探索可能的使用場景

瞬時帶寬(IBW)可以定義為無需調諧，即可保持在基于系統要求設定的目標性能指標內的頻段。

TTD在該頻率范圍內具有恒定的相位斜率；因此，使用TTD，而非使用PS的ESA實施方案不會出現波束斜視效應。所以，對于高IBW應用，基于TTD的ESA更加方便。

PS在其工作頻率范圍內具有恒定的相位；因此，在整個系統中，特定的移相器設置會導致在不同的頻率下產生不同的波束轉向角。所以，與基于TTD的陣列相比，基于PS的陣列的IBM范圍可能更窄一些。

這種現象被稱為波束斜視，可以使用公式1計算，其中Δθ表示峰值斜視角，θ0表示最大波束角，f0表示載波頻率，f表示瞬時信號頻率。

使用公式1，可以計算出在最壞情況下，即低頻率邊緣（載波頻率為3GHz，瞬時信號頻率為2.9GHz）下，±30°波束轉向角系統的Δθ約為1.15°，信號頻率為3GHz，IBW為100MHz。在最壞情況下，將波束轉向角調節到±60°，將IBW調節到200MHz，會導致約8.11°的波束斜視。很明顯，即使在雷達應用中，TTD也是更合適的選擇。可以說，相比TTD，PS的設計簡單和成本優勢使其適用于更廣泛的市場，所以ESA主要采用移相器。

如果TTD能夠符合系統要求，那么在相同的信號鏈中使用PS合理嗎？

為了驗證，ADI對一個32 × 32（正方形）的ESA進行試驗，其天線元件之間的柵距(d)為d = λ/2，工作頻率范圍為8GHz至12GHz，掃描角度為±60°，且假定所有場景（圖4）都符合EIRP標準。

在本例中，根據公式2中給出的均勻線性陣列的半功率波束寬度近似公式，方位角和仰角對應的系統波束寬度分別為? 3.17°（視軸，θ = 0°）和? 6.35°（最大掃描角，θ = 60°），其中N表示一個軸上的元素數，θB表示同一軸上的波束寬度（單位為度）。

當每個天線元件都使用6位5.6°LSB PS時，根據公式3可以計算得出，該陣列的一維最大波束角分辨率θRES_MAX約為? 0.056°。

根據用于時移和相移轉換的方程4，在12GHz時，要獲得0.056°波束角分辨率，需要使用一個約1.3ps LSB TTD來代替5.6°LSB PS。

即使在很小的掃描角度下，波束寬度值也遠大于波束角分辨率，將PS與TTD串聯可以補償波束角分辨率，但會產生額外的波束斜視，也會降低系統的波束角分辨率。實際上，使用分辨率更高的TTD是為了實現更低的量化旁瓣水平(QSLL)，而不是為了實現更高的波束角分辨率。隨著頻率升高，相比根據所需的相位分辨率設計PS，根據所需的時間分辨率設計TTD來滿足目標QSLL標準相對更加困難；因此，可以將PS和TTD組合使用，不但可以達到目標QSLL標準，而且仍然可以保持合理的波束斜視水平。

在同一個ESA中同時采用PS和TTD是為了在設計具有交叉極化能力的系統時，可以減輕波束斜視。交叉極化是通過在天線元件的V端和H端之間設置90°相移來產生的。在要求的交叉極化帶寬內，使兩端之間的相移盡可能接近90°有助于實現出色的交叉極化隔離，以保證良好運行?；?/span>PS的ESA在頻率范圍內保持恒定相位，所以具有寬帶交叉極性能力（圖1），基于TTD的ESA則不同，只有在單個頻率下，兩端之間才能達到90°（圖2）。圖3所示的架構可用于使用交叉極化，同時消除波束斜視。

圖1.天線元件的V和H端使用移相器時的無非斜視寬帶交叉極化

圖2.天線元件的V和H端使用實時延遲時的無斜視窄帶交叉極化

圖3.天線元件的V和H端的通用leg和移相器的實時延遲可以優化波束斜視，并實現寬帶交叉極化能力。

圖4.1024 (32 × 32)元件陣列分為16個子陣列，每個子陣列由8 × 8個元件組成。

TTD覆蓋范圍由最低工作頻率下，整個陣列中相距最遠的兩個元件之間的最大延遲ΔtMAX決定。根據公式5，圖4所示的陣列示例的TTD覆蓋約2.45ns。

在不需要交叉極化時，是否能使用TTD取代天線元件中的PS，需要考慮幾點。這種覆蓋意味著很高的損耗，且很難適應天線間距。在給定的覆蓋范圍內，使用6位相位PS的分辨率會帶來一些設計挑戰，且會導致TTD中設置多個延遲級。

如果分辨率保持不變，通過減少覆蓋范圍來消除這些缺陷，那么在超過該覆蓋范圍時（使用公式4計算等效相位），則會歸零，然而波束斜視特性會消失。

這種快速分析表明，即使在不需要交叉極化時，在每個天線元件中使用PS，然后在子陣列的通用leg中使用TTD，這種結構非常有效。圖4中的TTD還是需要相同的覆蓋范圍，但現在它們用于匹配子陣列之間相對較大的時間延遲，因此其分辨率要求相對于每個天線元件中的TTD有所放寬。

將相控陣分為子陣列可以降低系統的成本和復雜性，但會導致更高的掃描損耗，且會降低波束轉向分辨率。通過提供更寬的波束寬度，子陣列的波束寬度更寬，對波束斜視效應的耐受性會更高。從子陣列的大小這點來看，波束斜視和波束寬度目標顯然是重要的考量因素。

結論

在每個天線元件中采用實時延遲是為了實現無寬帶斜視操作，每個天線元件的V和H端使用移相器，則是為了實現寬帶交叉極化操作。

如果不需要交叉極化，且目標是實現完全無斜視操作，則應采用基于TTD的設計。隨著頻率增大，增加PS有助于滿足QSLL目標，但會影響無斜視操作。

如果需要交叉極化，那么天線的每個極化端都應連接完全一樣的單個PS，且在工作帶寬上實現嚴格的90°相移。在PS的通用leg上增加TTD有助于消除波束斜視。

無論是否需要交叉極化，在子陣列結構中，在天線元件中使用PS，然后在子陣列的通用leg中使用TTD，這會是一種經濟高效的解決方案。注意，可以在數字域中實現TTD功能，所有數字設計都可以消除TTD和PS，但這會導致系統成本升高。

在深入研究ESA設計面臨的無數挑戰之前，了解單獨使用TTD或PS與將二者組合使用之間的差異是規劃系統級波束成形架構的一個重要部分，該架構具有更好的SWaP-C，可以滿足系統要求。

ADI公司提供豐富的解決方案、平臺和產品組合，適用于各種應用中的所有模擬、數字和混合波束成形ESA，且能夠為整個信號鏈提供定制功率解決方案。

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關于作者

Bilgin Kiziltas于2019年加入ADI公司，擔任現場應用工程師。他于2010年獲得伊斯坦布爾技術大學電子工程學士學位，并于2013年獲得中東科技大學電子工程系（RF、微波、雷達和天線課程）碩士學位。在加入ADI之前，他在Aselsan擔任了9年的RF設計工程師。