無需鉗位電路實現動態導通電阻RDS(on)的測量技術
2025-09-10 19:09:59 EETOP動態導通電阻（RDS(on)）是電源轉換器設計人員理解電荷俘獲效應影響的重要參數。然而，關于其測量技術的知識體系仍相對較新。傳統的動態RDS(on)測量技術依賴于二極管鉗位電路，使示波器能夠以足夠的分辨率測量漏源電壓，而不會使示波器輸入過載。泰克為4、5和6系列MSO示波器推出的寬禁帶雙脈沖測試（WBG-DPT）測量軟件引入了一種新的軟件鉗位方法，采用獨特的雙探頭技術，無需使用鉗位電路。
測量動態RDS(on)的挑戰
動態RDS(on)是指FET在開關過程中導通時，漏極與源極端子之間的平均電阻。漏源電阻RDS(on)是所有FET的重要參數，因為它是傳導損耗和效率的一個關鍵因素。RDS(on)通過漏源電壓(VDS)與漏極電流(ID)的比值計算，并可表示為時間的函數：
RDS(on)可以表示為開關周期導通部分該函數的平均值。動態RDS(on)由復雜半導體結構中的電荷俘獲現象引起。研究GaN半導體的研究人員對動態RDS(on)特別感興趣。GaN可能會出現電流崩塌現象，其中動態RDS(on)會增加。當器件在關斷狀態、漏源之間存在高電壓時，電子被俘獲在器件結構中，就可能發生這種情況。而對于SiC器件來說這個問題要小一些，但設計人員也可能對測量動態RDS(on)感興趣。
要測量RDS(on)，必須能夠準確測量VDS(t)。測量RDS(on)的主要挑戰源于需要在高幅值開關信號中測量小的導通電壓。開關電壓VDS(t)的幅值根據應用不同可達800V或更高。然而在導通狀態下，如圖2所示，VDS(t)會很低，約為10V或更小。此外，GaN和SiCFET可以以極高的轉換速率開/關。這些因素帶來了重大測量挑戰：
? 在完整范圍內捕獲VDS信號會導致VDS(on)的數字分辨率差。ADC量化誤差占信號的很大比例，導致大量量化噪聲。
? 簡單地增加示波器的垂直靈敏度會導致測量系統輸入放大器過載，除非進行校正，否則會在過載恢復期間產生測量誤差。
? 高擺率會因寄生電感和電容引入畸變，這些需要時間才能穩定。
由于開關電壓VDS可能很高且可能相對于地浮動，通常使用高壓差分探頭測量開關電壓。差分探頭有助于避免接地問題，從而提高RDS(on)測量的準確性。功率電子實驗室中通常都會備有THDP系列差分探頭。因此，THDP系列探頭已針對此方法進行了測試并推薦使用。
如前所述，如果使用低靈敏度(高V/div)捕獲整個VDS范圍，關斷狀態下的電壓僅代表示波器模數轉換器(ADC)和探頭放大器量程的一小部分，因此采集分辨率低。一種可能的方法是使用高靈敏度(低V/div)采集低導通電壓，以充分利用差分探頭和示波器量程。然而，使用高靈敏度采集高幅值信號會使差分探頭中的放大器過載，導致在短暫的過載恢復期間產生不準確數據。
圖1. RDS(on)波形表征FET導通狀態下，漏源電壓(VDS)與漏極電流(ID)的動態比值關系。
圖2. 高幅值的VDS與微小的導通態電壓使得RDS(on)的測量極具挑戰性。這一新方法通過校正實現了高靈敏度測量。
WBT-DPT測量自動化軟件中的新軟件鉗位技術使設計人員能夠使用手頭已有的設備快速測量動態RDS(on)。
基于示波器的新鉗位方法
Tektronix的軟件鉗位方法消除了對專用鉗位電路的需求。它依靠帶有兩個高壓差分探頭的示波器連接到FET上測量漏源電壓(VDS)。如圖3所示，使用兩個差分探頭測量VDS電壓，每個探頭設置為不同的靈敏度。
圖3. 采用雙高壓差分探頭測量VDS信號：一路探頭設置為高量程(如1500V)及高垂直刻度(如100V/格)，另一路設置為低量程(如150V)及精細垂直刻度(如10V/格)。
? 一個差分探頭捕獲FET關斷時VDS從高到低的完整轉換。
? 另一個差分探頭僅以高靈敏度捕獲RDS(on)區域，在FET導通且VDS較小時提供高分辨率。這相當于有意削剪VDS上的信號。注意這種方法類似于使用二極管鉗位電路削剪信號，但需要應用校正以獲得良好結果。
圖4. 采用THDP0200高壓差分探頭組對漏源電壓(VDS)進行同步采集：其中一路探頭以標準垂直刻度獲取完整VDS波形數據，另一路探頭通過更高靈敏度的垂直刻度設置獲取VDS細節數據，該通道將觸發波形削波告警提示。
WBG-DPT軟件將全量程和高靈敏度(但過載)VDS波形組合，推導出導通狀態下漏源電壓的高分辨率復合波形。通常不建議過載差分探頭或示波器前端，因為在放大器從超出其正常規格的驅動中恢復時，測量質量可能存疑。這被稱為"過載恢復時間"，是放大器的常見規格。WBG-DPT應用中的動態RDS(on)算法應用多種技術來減輕以下影響：
? 低靈敏度(高V/div)下過度的ADC量化噪聲
? 隨機噪聲
? 探頭穩定時間、探頭誤差和畸變
? 削波波形上的過載恢復
圖5. 通過信號處理算法融合削波參考波形(R4)與全量程波形(R1)，生成經校正的VDS(on)派生波形(M1)――該波形在保留削波波形高分辨率特性的同時，利用全量程VDS數據完成幅值修正。
量化誤差、穩定時間和過載恢復的影響如圖5所示，過載/削剪的R4顯示延長的振鈴和達到實際電壓值的恢復時間。未削剪的R1捕獲了覆蓋總線電壓的完整VDS電壓信號，但存在明顯的量化問題。
使用信號調理推導低噪聲VDS(on)
在典型的雙脈沖測試(DPT)中，開關器件在第一個脈沖期間初始導通，允許通過負載電感的電流線性增加，直到達到所需的測試水平。然后器件關斷，隨后用第二個脈沖重新激活，以評估其在指定測試電流下的開關性能。RDS(on)在第二個脈沖期間測量。
VDS(on)的信號調理算法假設滿足以下條件：
? 以突發方式執行兩個導通周期，如雙脈沖測試。使用第一個脈沖的信息增強第二個脈沖。第一和第二脈沖之間需要50μs間隙，使任何穩定誤差對兩個脈沖相同。探頭和示波器通常具有約10μs的時間常數，因此50μs的穩定時間通常足夠。
? 第一和第二脈沖寬度應至少為10μs，使算法可以忽略初始紋波，專注于實際的RDS(on)。
? 突發之間有足夠的延遲，使DUT在多次雙脈沖測試之間保持穩定。
? VDS削波波形的垂直刻度足夠靈敏以提供足夠分辨率，但也不至于過度靈敏導致信號代表性不足。
WBG-DPT應用的PRESET功能根據指定的VDS開關電壓自動設置刻度。以下是動態RDS(on)測量算法中的高級步驟。
1. 多組雙脈沖測試的波形平均處理
為降低隨機噪聲對測量的影響，可執行多次雙脈沖測試并對結果波形進行平均處理。WBG-DPT的RDS(on)測量功能支持此操作，默認每組測量進行8次波形平均。
2. 全量程與削波VDS(on)信號段的融合
圖6. 全量程波形（通道2）與削波波形（通道3）的融合處理
通過算法整合全量程VDS(on)段（高動態范圍）與削波VDS(on)段（高分辨率），生成精確的導通電阻特性曲線。此校正通過使用未削剪的全量程信號生成低頻偏移校正，保持削波樣本中的高分辨率信息。結果是具有導通時間內增強垂直分辨率的復合VDS波形。導出的VDS表示導通區域，就好像時域波形是以較低垂直刻度采集的。
3. 從導通2中減去導通1以消除穩定誤差
在復合VDS波形中，VDS(off)和VDS(on)之間兩個電壓階躍的任何穩定誤差在兩個脈沖的第一和第二脈沖中應幾乎相同，因為兩個脈沖的階躍步進大致相同。這假定兩次導通之間的時間足夠長以使得測量系統在周期之間穩定。
因此，為了從導出的VDS中消除一致的穩定誤差，從第二VDS(on)段的樣本中減去第一VDS(on)段的樣本。這既消除了穩定誤差，也消除了兩個脈沖共有的任何VDS(on)。第二脈沖中剩余的電壓將是由于第二脈沖中流經RDS(on)的較高電流。從第二周期的Id中減去第一導通周期的Id，以得到流經RDS(on)的增量電流。
一旦知道來自第二關斷周期的增量電壓和電流，就使用歐姆定律計算RDS(on)的樣本。這些樣本被顯示出來，并可用于確定測量值，如周期內的平均RDS(on)。注意由于上述信號處理，僅與第二關斷周期相關的RDS(on)才是有效的并顯示出來。
圖7. 配置WBG-DPT雙脈沖測試分析功能的5系列B MSO示波器正在進行動態RDS(on)測量
使用軟件鉗位技術執行動態RDS(on)測量
與任何動態RDS(on)測量方法一樣，使用此新技術時必須謹慎操作。如上文所述，建議采用10μs的脈沖寬度和50μs的脈沖間隔。削波波形在垂直刻度上存在限制。該算法已通過泰克THDP系列高壓差分探頭的測試，但尚未使用其他探頭進行驗證。此方法不適用于測量低于10mΩ的動態RDS(on)。
執行動態RDS(on)測量的測試設置如圖8和圖9所示。系統包括：
? 4、5或6系列B MSO示波器
? WBG-DPT雙脈沖測試軟件許可證
? THDP0100或THDP0200：各2個用于測量削波VDS和全量程VDS信號
? AFG31000系列函數發生器
? TRCP、TCP0030A或TCP0150或帶TICP電流探頭的CVR用于測量ID
? 用于低側VGS的TPP1000
? 電源供應VDD
? 作為DUT的SiC或GaN測試板
圖8. 低邊FET動態RDS(on)測量測試配置示意圖。需注意：兩個高壓差分探頭分別連接在FET的漏極和源極端子。
圖9. 實驗室動態RDS(on)測試配置實景圖
