摘要

48 V配電在數(shù)據(jù)中心和通信應(yīng)用中很常見，有許多不同的解決方案可將48 V降壓至中間電壓軌。最簡單的方法可能是降壓拓?fù)洌梢蕴峁└咝阅埽β拭芏韧蛔恪Ｊ褂民詈想姼猩壎嘞嘟祲恨D(zhuǎn)換器可以大幅提高功率密度，這種方案與先進的替代方案不相上下，同時保持了巨大的性能優(yōu)勢。多相耦合電感的繞組之間反向耦合，因而各相電流中的電流紋波可以相互抵消。這種優(yōu)勢可以用來換取效率的改善，或者尺寸的減小和功率密度的提高等。本文介紹了一個示例，其磁元件的體積和重量只有原來的1/4，使得1.2 kW解決方案符合1/8磚的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)尺寸，并且峰值效率高于98%。本文還重點討論了如何根據(jù)耦合電感的品質(zhì)因數(shù)(FOM)優(yōu)化48 V拓?fù)洹Ｗ⒂?/span>DC-DC轉(zhuǎn)換領(lǐng)域的工程師將會對此感興趣。

引言

48 V配電軌通常會降壓至某個中間電壓，往往是12 V或更低，然后不同的本地負(fù)載點穩(wěn)壓器直接向不同負(fù)載提供各種不同的電壓。對于48 V至12 V降壓調(diào)節(jié)器，首選之一是多相降壓轉(zhuǎn)換器（圖1）。這種解決方案提供穩(wěn)壓V_O和快速瞬態(tài)性能，很容易實現(xiàn)且成本較低。對于幾百瓦到>1 kW的功率范圍，可以考慮四相并聯(lián)。然而，高效率通常是一個優(yōu)先考慮因素，與12 V甚至5 V輸入的較低電壓應(yīng)用相比，48 V轉(zhuǎn)換器為了保持低開關(guān)損耗，開關(guān)頻率通常相對較低。這會在“伏特×秒”方面對磁元件造成雙重?fù)p害，因為已經(jīng)很明顯的電壓也會作用相對較長的時間。因此，與較低電壓應(yīng)用相比，48 V的磁元件通常體積較大，并使用多匝繞組來承受顯著提高的“伏特×秒”。48 V降壓轉(zhuǎn)換器仍然可以實現(xiàn)高效率，但整體尺寸通常相當(dāng)大，其中電感占據(jù)了大部分體積。

基本48 V至12 V ~1 kW降壓轉(zhuǎn)換器具有四相，使用6.8 μH分立電感，開關(guān)頻率為200 kHz。這四個電感是目前最大和最高的元件，占解決方案體積的大部分。本文的目標(biāo)是保持或提高此初始設(shè)計所實現(xiàn)的高效率，但顯著減小磁元件的尺寸。

常規(guī)降壓轉(zhuǎn)換器各相的電流紋波可由公式1求出，其中占空比為D = V_O/V_IN，V_O為輸出電壓，V_IN為輸入電壓，L為電感值，Fs為開關(guān)頻率。

圖1.使用分立電感的四相降壓轉(zhuǎn)換器。

用漏感為L_k且互感為L_m的耦合電感^1-7代替分立電感(DL)，CL（耦合電感）中的電流紋波可表示為公式2。⁶ FOM表示為公式3，其中N_ph為耦合相數(shù)，ρ為耦合系數(shù)（公式4），j為運行指數(shù)，僅定義占空比的適用區(qū)間（公式5）。

CL考慮因素

改進的第一步是針對耦合系數(shù)L_m/L_k的幾個實際合理值繪制N_ph = 4的FOM曲線（圖2）。紅色曲線L_m/L_k = 0表示分立電感的FOM = 1基線。已經(jīng)證明，漏感非常低的陷波CL (NCL)結(jié)構(gòu)一般能實現(xiàn)非常高的L_m/L_k，因此FOM值也很高。^8,9然而，雖然在理想情況下目標(biāo)占空比正好位于第一陷波D = 12 V/48 V=0.25，但有必要考慮V_IN和V_O的某個范圍。有時候，標(biāo)稱V_IN可以是48 V或54 V加上一些容差，V_O可以調(diào)整為遠(yuǎn)離12 V，等等。如果占空比在D = 0.25附近的某個范圍內(nèi)變化，為使電流紋波始終受到抑制，應(yīng)選擇具有相當(dāng)大漏感的典型CL設(shè)計，而不是NCL，但FOM值仍然相當(dāng)大。假設(shè)L_m/L_k > 4，與DL基線相比，減小CL中的電感值可能使圖2中的FOM提高約6倍。減少能量存儲會直接影響所需的磁元件體積。因此，將DL = 6.8 μH降低為CL = 1.1 μH應(yīng)有利于減小尺寸。

圖2.針對一些不同L_m/L_k值，4相CL的FOM與占空比D的函數(shù)關(guān)系。突出顯示了目標(biāo)區(qū)域。

圖3.DL = 6.8 μH和CL = 4 × 1.1 μH（V_IN = 48 V且F_s = 200 kHz）時的電流紋波與V_O的函數(shù)關(guān)系。突出顯示了目標(biāo)區(qū)域。

圖3顯示了相應(yīng)的電流紋波，比較了V_IN = 48 V和F_s = 200 kHz條件下的基線設(shè)計DL = 6.8 μH與建議的4相CL = 4 × 1.1 μH (L_m = 4.9 μH)。在目標(biāo)區(qū)域中，CL的電流紋波與DL的電流紋波相似或更小。這意味著所有電路波形的均方根相似，傳導(dǎo)損耗也相似。相同F_s時的相同紋波還意味著開關(guān)損耗、柵極驅(qū)動損耗等也相同，因此這兩種解決方案的效率應(yīng)該非常相似（假設(shè)DL和CL電感損耗的貢獻(xiàn)相似，這是唯一的區(qū)別）。

圖4.四個DL = 6.8 μH電感（上方）被替換為CL = 4 × 1.1 μH（下方），體積減小到原來的1/4。

圖5.48 V至12 V調(diào)節(jié)第一級。元件放置在PCB正面的1/4磚輪廓內(nèi)。將所有~1 mm元件移至底部：1/8磚。

圖4顯示了設(shè)計的CL = 4 × 1.1 μH，其取代了四個DL = 6.8 μH電感。⁵每個DL的尺寸為28 mm × 28 mm × 16 mm，假設(shè)它們彼此間隔0.5 mm，那么尺寸為56.5 mm × 18 mm × 12.6 mm的4相CL可使磁元件體積減小到原來的1/4。圖5顯示了完整的1.2 kW 48 V至12 V調(diào)節(jié)解決方案，PCB單面上的元件位于1/4磚輪廓內(nèi)。CL尺寸和封裝經(jīng)過專門設(shè)計，兩個CL元件可以安放在行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)四分之一磚尺寸內(nèi)。將所有~1 mm元件（FET、控制器IC、陶瓷電容等）放置在PCB底部，從而實現(xiàn)1/8磚尺寸的1.2 kW解決方案。

性能改善

當(dāng)DL = 6.8 μH電感變?yōu)?/span>CL = 4 × 1.1 μH時，電感中的電流擺率限制也改善了6倍，這有助于改善瞬態(tài)性能。除此之外，盡管磁元件總體積減少到原來的1/4，但100°C時的電感飽和額定值提高了約2倍。

圖6顯示了建議的V_IN = 48 V解決方案（輸出V_O = 12 V）的瞬態(tài)性能。正如所料，對于變化的負(fù)載電流，反饋將輸出電壓調(diào)節(jié)至預(yù)設(shè)值，同時補償輸入電壓的任何變化。

圖6.75 A負(fù)載階躍下V_O = 12 V輸出(CL = 4× 1.1 μH)時的瞬態(tài)性能。

所實現(xiàn)的效率如圖7所示，它可能是首要的性能參數(shù)。它與先進的行業(yè)解決方案進行了比較：48 V至12 V（固定4:1降壓）LLC，初級側(cè)和次級側(cè)均有矩陣變壓器和GaN FET。¹⁰所實現(xiàn)的滿載效率為97.6%，而基準(zhǔn)效率為96.3%。這意味著在全功率下?lián)p耗減少16.6 W，建議的解決方案實現(xiàn)了1.6倍的改進。當(dāng)效率已經(jīng)如此之高時，損耗要降低如此大的幅度通常很難實現(xiàn)。

尺寸和效率之間的權(quán)衡當(dāng)然是可能的。圖8比較了CL = 4 × 1.1 μH（磁元件尺寸減小到DL的1/4）和更大的CL = 4 × 3 μH（電感體積僅減小到DL的1/2）的效率。物理尺寸較大的CL = 4 × 3 μH具有較高的漏感L_k = 3 μH和較大的互感L_m = 10 μH。這使得F_s可以輕松降低至110 kHz，從而大幅提升整個負(fù)載范圍內(nèi)的效率。

圖7.與1/8磚尺寸的先進48 V至12 V解決方案的效率比較。

圖8.使用耦合電感的建議48 V至12 V解決方案的效率與尺寸權(quán)衡。

結(jié)語

利用耦合電感的優(yōu)勢，48 V至12 V解決方案將磁元件總尺寸減小到基本分立電感的1/4，以行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的1/8磚尺寸實現(xiàn)了1.2 kW功率。在磁元件尺寸減小4倍的同時，它保持了出色的效率性能，瞬態(tài)電感電流擺率提高了6倍，電感I_sat額定值提高了2倍。

與同樣尺寸的業(yè)界先進48 V至12 V解決方案相比，它在全功率下的損耗降低了約1.6倍。如果磁元件尺寸的減小幅度可以不那么大，效率還能進一步提高。

同時，建議的解決方案提供出色的穩(wěn)壓輸出，可直接放在客戶母板上，并利用標(biāo)準(zhǔn)硅FET進一步優(yōu)化成本。與之相比，采用全GaN FET的非穩(wěn)壓4:1 LLC是作為單獨模塊制造的，并使用具有多層、敏感布局和嵌入式矩陣變壓器的專用PCB。

整體性能改善體現(xiàn)了ADI耦合電感專利IP的優(yōu)勢，我們很高興將其提供給眾多客戶用于DC-DC應(yīng)用。

參考資料 

¹ Aaron M. Schultz和Charles R. Sullivan。“帶耦合感應(yīng)繞組的電壓轉(zhuǎn)換器及相關(guān)方法。”美國專利6,362,986，2001年3月。

² Jieli Li。 “DC-DC轉(zhuǎn)換器中的耦合電感設(shè)計。”碩士論文，2001年，達(dá)特茅斯學(xué)院。

³ Pit-Leong Wong、Peng Xu、P. Yang和F. C. Lee。 “采用耦合電感的交錯VRM的性能改進。”《IEEE電源電子會刊》，第16卷第4期，2001年7月。

⁴ Yan Dong。 “負(fù)載點應(yīng)用中多相耦合電感降壓轉(zhuǎn)換器的研究。”博士論文，2009年，美國弗吉尼亞理工學(xué)院暨州立大學(xué)。

⁵ Alexandr Ikriannikov。 “漏感控制得到改進的耦合電感。”美國專利8,102.233，2009年1月。

⁶ Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “解決耦合電感中的鐵損問題。”Electronic Design News，2016年12月，

⁷ Alexandr Ikriannikov。 “耦合電感的基礎(chǔ)知識和優(yōu)勢。”ADI公司，2021年。

⁸ Alexandr Ikriannikov。 “多相DC-DC應(yīng)用中磁元件的演變和比較。”IEEE應(yīng)用電源電子會議，2023年3月。

⁹ Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “采用多相磁元件的轉(zhuǎn)換器：TLVR與CL和新穎優(yōu)化結(jié)構(gòu)之比較。”PCIM Europe，2023年5月。

¹⁰ “EPC9174-評估板。”Efficient Power Conversion Corporation。