Class E 功率放大器簡介
2024-09-27 13:11:50 EETOP本文用于了解E類放大器如何在射頻頻率下提高D類放大器的效率。
為了提高D類放大器(Class D)的效率，其開關需要相對于操作頻率相當快。隨著我們向越來越高的頻率邁進，這變得越來越具有挑戰性。在D類射頻放大器中，開關間隔可能占操作周期的很大一部分。來自寄生電容的損耗也隨著頻率的增加而增加，從而帶來了進一步的問題。
E類功率放大器有效地克服了這些挑戰。與D類放大器一樣，它們也是開關模式放大器。然而，它們的負載網絡是專門設計的，以最小化開關損耗，并將來自并聯（晶體管輸出）電容的能量引導到負載。在本文中，我們將討論E類放大器的設計是如何避免D類放大器在高頻操作時的缺陷的。
D類和E類電路的對比
考慮圖1中所示的互補電壓切換D類放大器。
圖1. 節點A的寄生電容由Cp建模的互補電壓切換配置。
在上圖中，Cp 模擬了晶體管的寄生輸出電容。晶體管在交替的半周期內開啟和關閉，導致節點A的電壓在VCC和地之間切換。每當發生轉換時，Cp的充電和放電會導致一些能量作為熱量在開關的導通電阻中耗散。
例如，對于從VCC到地的轉換，晶體管Q2開啟并放電最初存儲在Cp中的電荷。這會在Q2的導通電阻中耗散一些能量。由于Cp的充電和放電而損失的總功率為：
其中 f 是放大器的開關頻率。
D類放大器的操作涉及Cp的充電和放電，但存儲在電容中的能量并未傳遞到負載。事實上，Cp的值根本不會影響輸出射頻功率——它從電源中汲取的功率都轉化為熱量而損失了。
相比之下，圖2顯示了最簡單的E類放大器的電路原理圖。
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圖2. 低階E類放大器的原理圖。
此電路中的晶體管被驅動為開關。射頻扼流圈（L1）為電源提供了一個直流路徑，并在射頻下近似為開路。L0 和 C0 形成了一個串聯調諧電路，將負載連接到晶體管的集電極。
在晶體管和C0之間是并聯電容（Csh）。并聯電容既包括在輸出端添加的電容器，也包括器件輸出的寄生電容。與D類放大器不同，存儲在此電容中的能量不會作為熱量耗散——相反，它被引導到負載。
正如我們將在本文后面看到的，Csh在E類放大器的操作中起著關鍵作用。然而，在此之前，我們需要理解有限開關速度的問題。只有這樣，我們才能討論E類功率放大器是如何處理這個問題的。
緩慢上升和下降時間對開關模式操作的影響
當開關的驅動信號是理想的時，它們近似為具有陡峭邊緣的矩形波形。為了更準確地反映實際情況，我們應該假設開關的電流和電壓波形是梯形而不是矩形。這在圖3中有所說明。
圖3. 實際開關的電流（上）和電壓（下）波形具有非零轉換間隔。
為了理解圖3中的波形，請回顧開關模式功率放大器的基本概念——即，將晶體管作為開關而非電流源操作會導致更高的效率。理想開關不耗散功率，因為在任何時刻其電壓和電流的乘積都為零。當開關開啟時，它沒有電壓降；當開關關閉時，它沒有電流流動。由于晶體管不耗散功率，因此開關模式功率放大器的理論效率可以接近100%。
然而，在實際中，晶體管的狀態并不是瞬間變化的。在開關間隔期間，開關兩端的電壓和通過它的電流都是可觀的。由于非零的IV乘積，功率在晶體管中耗散，從而降低了放大器的效率。
E類放大器通過策略性地使電壓和電流切換轉換在時間上相互錯開，從而避免了這種情況。理想情況下，即使開關轉換占射頻周期的很大一部分，這也會導致晶體管中的功率耗散為零。這種時間偏移是通過仔細設計負載網絡（包括器件輸出端的并聯電容Csh （圖2中的））來實現的。在接下來的部分中，我們將研究這種設計是如何在開關關斷和開啟轉換期間消除開關損耗的。
消除開關關斷損耗
具有純阻性負載的電路將具有圖3中所示的開關電壓和電流波形，其中開關電流的變化會轉化為開關電壓的瞬時和比例變化。然而，如果我們向負載網絡中添加一個并聯電容器，我們可以預期開關電壓和電流波形的邊緣之間會有一些延遲。這是因為電容器兩端的電壓變化（ΔVc）與電容成反比，如方程2所示：
對于給定的電流（I），額外的電容（C）在給定的時間間隔（Δt）內減小了ΔVc。因此，我們可以通過選擇一個足夠大的并聯電容器來產生所需的時間偏移。
圖4顯示了添加時間延遲如何影響圖3中的波形。
圖4. 通過將集電極電壓的上升延遲到開關電流降至零之后而產生的波形。
在圖4中，在開關的開啟到關閉轉換期間（T1和T3間隔），電壓和電流波形的非零部分沒有重疊。因此，在關斷轉換期間，我們有IV=0，導致功率損失為零。然而，圍繞T2間隔（關閉到開啟轉換）的重疊實際上增加了。
顯然，僅僅引入延遲并不足以在兩組轉換期間都消除開關損耗。為了理解E類放大器如何在關閉到開啟轉換期間消除開關功率損耗，我們需要檢查開關處于關閉狀態時電路的情況。
消除開關開啟損耗
圖5顯示了開關關閉時E類放大器的負載網絡。
圖5. 開關關閉時E類放大器的負載網絡。
在開關關閉后，E類放大器的負載網絡作為一個阻尼二階系統工作，其電感器（L0）和電容器（C0 and Csh）中存儲了一些初始能量。盡管在這個半周期內沒有向負載網絡施加輸入，但系統中存儲的初始能量會引起瞬態響應。由于 RL 耗散能量，瞬態響應最終會消失。
為了深入了解負載網絡的響應，讓我們使用圖6中的LTspice原理圖。請注意，此電路的初始條件和組件值都是任意選擇的。
圖6. 用于檢查具有一些初始條件的串聯RLC電路響應的LTspice原理圖。
從我們的電路理論課程中，我們知道組件的值可以導致三種不同的瞬態響應類型：
* 過阻尼。
* 臨界阻尼。
* 欠阻尼。
圖7顯示了對于三個不同的RL值，電容器（C1）兩端電壓的時間響應，這使我們能夠檢查所有三個阻尼級別。
圖7. 對于RL=10Ω、20Ω和30Ω，串聯RLC電路的響應。
盡管響應的形狀取決于組件值，但RL的存在確保了最終的電容器電壓為零。如果我們功率放大器中開關的關閉半周期足夠長，當開關開啟時，電容器電壓實際上會降低到0V。與圖4中所示的假設情況不同，這自動消除了關閉到開啟轉換期間開關電流和電壓波形之間的重疊。
圖8顯示了E類放大器的典型（盡管不是理想的）開關波形。
圖8. E類放大器的典型開關電流（上）和電壓（下）波形。
總結
為了獲得最佳性能，E類放大器中的負載網絡應設計為產生臨界阻尼響應。我們將在未來的文章中討論其原因。然而，在此之前，我們將研究E類功率放大器設計的理想開關電壓和電流波形。我們還將討論生成這些波形的實際約束。
來源：EETOP編譯自allaboutcircuits
原文：
https://www.allaboutcircuits.com/technical-articles/introduction-to-the-class-e-power-amplifier
